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    • 专利摘要:
    Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektrische Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens über einem elektrischen Kontakt beim Öffnen des Kontaktes, die unmittelbar nach dem Öffnen des Kontaktes den in einem Lastkreis fließenden Strom übernimmt und die Spannung über dem Kontakt für eine durch ein in einer monostabilen Kippschaltung enthaltenes Zeitglied bestimmte Zeit auf einem nahezu konstanten Niveau unter einer Brennspannung eines Lichtbogens hält, bis der Kontakt so weit geöffnet ist, dass kein Lichtbogen mehr zündet. Für ein möglichst sicheres Verhindern eines Lichtbogens sowie kostengünstige, miniaturisierte Herstellbarkeit ist parallel zu einer Steuerstrecke eines zweiten steuerbaren Bauelements ein drittes steuerbares Bauelement geschaltet, welches die Steuerstrecke des zweiten steuerbaren Bauelements nach Ablauf einer quasistabilen Zeit der monostabilen Kippschaltung für eine durch ein zweites Zeitglied bestimmte Zeit kurzschließt. Eine erneute Triggerung der monostabilen Kippschaltung während diese Kurzschlusses wird verhindert, und die Kapazität des ersten Zeitgliedes wird nach einer durch das zweite Zeitglied bestimmten Zeit entladen.
    公开号:DE102004024352A1
    申请号:DE200410024352
    申请日:2004-05-17
    公开日:2004-12-09
    发明作者:Jürgen Bruck
    申请人:Tyco Electronics AMP GmbH；
    IPC主号:H01H9-54
    专利说明:
    [0001] Dievorliegende Erfindung betrifft eine elektrische Schaltung zur Vermeidungeines Lichtbogens übereinem elektrischen Kontakt beim Öffnendes stromdurchflossenen Kontaktes, insbesondere eine elektrischeSchaltung, die parallel zu dem elektrischen Kontakt geschaltet istund mindestens ein erstes und ein zweites steuerbares Bauelemententhält. DieSchaltung weist weiterhin eine monostabile Kippschaltung mit mindestenseinem Zeitglied auf. Die elektrische Schaltung übernimmt unmittelbar nach dem Öffnen desKontaktes den im Lastkreis fließendenStrom und hältdie Spannung überdem Kontakt füreine durch das Zeitglied bestimmte Zeit auf einem nahezu konstantenNiveau unter der Brennspannung eines Lichtbogens, bis der Kontaktso weit geöffnet ist,dass kein Lichtbogen mehr zündet.Anschließend wirdder Spannungsanstieg auf ein zur Abmagnetisierung der induktivenKomponente des Lastkreises notwendiges Niveau ermöglicht.Ein Bauelement mit nichtlinearer Strom-Spannungs-Kennlinie begrenzt dabeidie Spannung überdem elektrischen Kontakt beim Abmagnetisieren.
    [0002] Wirdin Stromkreisen, insbesondere in Stromkreisen mit einer induktivenLastkomponente, der fließendeStrom mit mechanisch bewegten Kontakten unterbrochen, dann wirdinfolge der Stromeinprägungdurch die induktive Komponente überdem sich öffnendenKontakt ein Lichtbogen ausgebildet, über den der Stromfluss kurzzeitigaufrecht erhalten wird. Dieser Lichtbogen kann die Lebensdauer der Kontaktteilestark verringern oder, wenn er bei höheren Spannungen als stationärer Bogennicht erlischt, die Kontaktteile zerstören. Daher muss dieser sogenannteAbschaltlichtbogen stets durch entsprechende Maßnahmen, wie beispielsweiseeine ausreichend großeKontaktöffnung,Blasmagnete u.s.w. oder aber eine geeignete Zusatzbeschaltung sicher zumErlöschengebracht werden.
    [0003] Beieiner Umpolschaltung stellt sich das Lichtbogenproblem deshalb besondersstark, weil in diesem Fall an der Schaltstrecke zwischen dem Arbeitskontaktund dem Ruhekontakt des Umpolschalters die volle Spannung der Gleichstromquelleanliegen kann. Zieht nun beim Umschalten der bewegliche Wechselkontakteinen Lichtbogen vom feststehenden Arbeitskontakt, und reicht dieSchaltstrecke bis zum feststehenden Ruhekontakt nicht aus, um denLichtbogen zu löschen,so wird der Lichtbogen auch nach dem Auftreffen auf den Ruhekontaktweitergenährt,da dieser Ruhekontakt im allgemeinen niederohmig das entgegengesetztePotential der Gleichstromquelle hat. Das führt zum Abbrennen und Zerstören derKontakte.
    [0004] Besondersproblematisch ist die Lichtbogenlöschung bei Umpolschaltungenfür dieDrehrichtungsumkehr von Gleichstrommotoren, wie sie beispielsweisein Kraftfahrzeugen vielfach zum Einsatz kommen.
    [0005] ZurAusbildung eines Lichtbogens ist in Abhängigkeit von dem Kontaktabstandund von dem Kontaktmaterial eine Mindestspannung erforderlich. Wirddiese unterschritten, bildet sich ein Lichtbogen erst gar nichtaus, und wird die Brennspannung eines bereits ausgebildeten Bogensunter diese abgesenkt, erlischt der Lichtbogen. Da ein sich öffnendermechanischer Kontakt infolge endlicher Geschwindigkeit nur relativlangsam den Kontaktabstand vergrößert, kannein Lichtbogen dadurch vermieden werden, dass die Spannung über demKontakt zu jedem Zeitpunkt diese Mindestspannung unterschreitetoder unter diese abgesenkt wird.
    [0006] Bekanntist, wie in der WO 02/071429 A1 gezeigt, die Spannung über demsich öffnendenKontakt füreine bestimmte Zeit auf einem konstanten Wert unter der Mindestspannungder Bogenbildung zu halten und sie dann bei ausreichend großem Kontaktabstandschnell auf den zur Abmagnetisierung des Lastkreises zweckmäßigen Wertansteigen zu lassen.
    [0007] Inder WO 02/071429 A1 wird hierzu die Spannung über dem sich öffnendenKontakt füreine bestimmte, einstellbare Zeit auf dem Wert der Steuerspannungeiner Darlington-Transistor-Anordnung gehalten.Anschließendkann die Spannung schnell auf den zur Abmagnetisierung der Lastinduktivität benötigten Wertansteigen. Die einstellbare Zeit wird durch die Aufladung einesKondensators bestimmt. Die Darlington-Transistor-Anordnung führt während einer ersten Phase denStrom des Gleichstromkreises auf einem niederen Spannungsniveauund währendder Abmagnetisierungs-Phase auf einem höheren Spannungsniveau. DieAufladung des Kondensators wird dabei im wesentlichen durch dieSteuerspannung der Darlington-Transistor-Anordnung bestimmt. DieseDarlington-Anordnung kann aus zwei bipolaren Transistoren oder auchgemischt aus einem bipolaren Transistor und einem MOSFET zusammengesetztsein, solange die Steuer spannung der Darlington-Anordnung insgesamtunter der Brennspannung des Bogens bleibt.
    [0008] Beidiesen bekannten Schaltungsanordnungen muss der aufgeladene Kondensatorvor dem nächstenZyklus wieder entladen werden. Dies erfolgt üblicherweise im nachfolgendenZyklus währendder Einschaltphase des zu schützendenKontaktes. Im Falle bestimmter Kombinationen von Betriebsspannung,Last und Schaltvorgängenkann jedoch ein vorzeitiges Rücksetzenerfolgen. Wird eine derart vorzeitig rückgesetzte Schaltungsanordnung wiedermit einer Spannung beaufschlagt, beispielsweise durch einen weiterenschließendenKontakt, kann es zu sehr großenAusgleichsströmenkommen. In den Schaltungsanordnungen gemäß der WO 02/071429 A1 wirddieser Strom begrenzt, indem kennlinienabhängig von der Darlington-Anordnung derdurch die monostabile Kippschaltung erzeugte Steuerstrom geeignetverzweigt wird, beispielsweise durch einen Thyristor abgeleitetwird.
    [0009] Nachteiligist bei dieser Lösung,dass der hierzu nötigeAufwand vergleichsweise hoch ist und außerdem die Anpassung der Zündbedingungendes Thyristors an die Steuerkennlinie des Leistungstransistors Streuungenunterworfen und temperaturabhängigist. Schließlichmuss zur Zündungdes Thyristors immer noch kurzzeitig ein verhältnismäßig hoher Strom zugelassenwerden.
    [0010] Allebekannten Schaltungsanordnungen sind darüber hinaus im wesentlichenauf sich öffnendeArbeitskontakte hin optimiert. Wird aber ein zusätzlicher, im allgemeinen prellenderRuhekontakt zu weiteren Aufgaben herangezogen, beispielsweise bei Bremsvorgängen anMotoren, oder werden mehrere Kontakte in allgemeinen Umpolanwendungenverwendet, beispielsweise in Brückenanordnungen, dannmüssenauch diese Kontakte berücksichtigt werden.
    [0011] Esist daher das Ziel der vorliegenden Erfindung, eine elektrischeSchaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens der eingangs genanntenArt so auszugestalten, dass beim Schalten von Gleichstromkreisen,insbesondere auch bei Umpolschaltungen, ein Lichtbogen verhindertund größere Ausgleichsströme vermiedenwerden.
    [0012] DieseAufgabe wird durch eine elektrische Schaltung mit den Merkmalendes Patentanspruchs 1 gelöst.Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand mehrererUnteransprüche.
    [0013] DerErfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass eine Schaltung, welchedie Zeitdauer der Niedrigspannungsphase über die Dauer des quasistabilenZustands einer monostabilen Kippschaltung definiert, nicht vorzeitigrückgesetztwerden darf. Dazu wird die Steuerstrecke des zweiten steuerbarenBauelements nach Ablauf der quasistabilen Zeit der monostabilenKippschaltung füreine bestimmte Zeit kurzgeschlossen und damit eine mögliche Ansteuerungdes ersten steuerbaren Bauelementes über diesen Weg verhindert.Zweckmäßig wirddamit auch eine erneute Triggerung der monostabilen Kippschaltungverhindert.
    [0014] Dieoben erwähnteDarlington-Anordnung besteht aus zwei steuerbaren Bauelementen gleichenLeitungstyps, beispiesweise n-Kanal-MOSFET und npn-Bipolartransistor.Zweckmäßigerweisewird der Leitungstyp des zweiten steuerbaren Bauelementes komplementär zum erstensteuerbaren Bauelement gewählt,weil sich hierdurch mehr Möglichkeitenzur Ausgestaltung des zweiten steuerbaren Bauelementes und der monostabilenKippschaltung ergeben.
    [0015] Weiterhinist auch der Einsatz eines Insulated-Gate-Bipolar-Transistors (IGBT)mit einer antiparallelen Diode als erstem steuerbaren Bauelement sinnvoll.Dieser bietet infolge höhererStromdichte im Leitkanal den Vorteil, bei gleichem Strom mit kleinererGeometrie als vergleichsweise MOSFETs und damit preiswerter gefertigtwerden zu können.Aufgrund seines SOAR-Diagramms ist er auch besser den Bedingungender Abmagnetisierung der Lastinduktivität, nämlich gleichzeitig hoher Stromund hohe Spannung, angepasst.
    [0016] Dieerfindungsgemäße Schaltungvermeidet die Ausbildung von Lichtbögen bei Einsatz von IGBTs auchbei großenStrömenohne spezielle Anpassung an konkrete Lasten und kann auch an Wechselkontakteangepasst werden. Eine Integration als anwenderspezifische integrierteSchaltung (ASIC) in Kombination mit preiswerten IGBTs ist möglich. Diemonostabile Kippschaltung kann beispielsweise durch ein monostabilesFlip-Flop realisiert werden.
    [0017] Als Überspannungsschutzfür dieerfindungsgemäße Schaltungbeim Abschalten einer induktiven Last kann ein spannungsbegrenzendes Bauelementparallel zum Ausgang der Schaltung geschaltet sein. Eine besonderseinfache und kostengünstigeLösungfür solchein spannungsbegrenzendes Bauelement ist eine Z-Diode, die zum Zweckder aktiven Klemmung beispielsweise zwischen dem Gate und dem Kollektordes IGBT als erstem steuerbaren Bauelement geschaltet ist. DerenDurchbruchspannung sollte weit überder Betriebsspannung des Gleichstromkreises liegen, um ein schnellesAbkommutieren des induktiven Lastkreises zu ermöglichen.
    [0018] Mitder erfindungsgemäßen Schaltungwird einerseits überdie Dauer des quasistabilen Zustands der monostabilen Kippschaltungdie Spannungsanstiegsverzögerung über demsich öffnendenKontakt festgelegt, um den Lichtbogen zu unterdrücken.
    [0019] Diezeitliche Dauer des oben genannten Kurzschlusses der Steuerstreckedes zweiten steuerbaren Bauelementes wird mit einem zweiten Zeitgliedbestimmt. Die Umladezeit eines zweiten Kondensators definiert daherandererseits eine sich anschließendeTotzeit, währendder die klemmende Wirkung der Schaltung für den nun offenen Kontakt unterdrückt wird.Diese beiden Zeiten könnenin vorteilhafter Weise weitgehend unabhängig voneinander den Erfordernissender Praxis angepasst werden.
    [0020] Daalle Umladebedingungen der Steuerschaltung im wesentlichen nur durchdie Steuerspannung des als erstes steuerbares Bauelement eingesetztenLeistungstransistors vorgegeben werden, arbeitet die Schaltung beiVerwendung eines MOSFET oder eines IGBT (Steuerspannung zwischen|5V| und |10V|) in einem großenBetriebsspannungs- und -strombereichund in vielen Kontaktkombinationen ohne spezielle Anpassungen. Infolgeder nahezu leistungslosen Ansteuerung ladungsgesteuerter Bauelementekönnenalle anderen Bauelemente mit kleinen Leistungen betrieben werdenund sind damit füreine Integration, beispielsweise in Form eines ASIC, geeignet.
    [0021] Dievorteilhaften Eigenschaften der erfindungsgemäßen elektrischen Schaltunglassen sich beispielsweise bei einem elektromagnetischen Relaisnutzen, wobei die elektrische Schaltung als Zweipol parallel zueinem Arbeitskontakt des Relais geschaltet ist.
    [0022] ImFalle eines Umpolkontakts ist die erfindungsgemäße elektrische Schaltung inerweiterter Form als Dreipol ausführbar, der mit Arbeitskontakt, Ruhekontaktund Wechslerkontakt des Umpolkontaktes verbunden wird.
    [0023] Anhandder in den beiliegenden Zeichnungen dargestellten Ausgestaltungenwird die Erfindung im folgenden näher erläutert. Ähnliche oder korrespondierendeEinzelheiten der erfindungsgemäßen elektrischenSchaltung sind in den Figuren mit den selben Bezugszeichen versehen.Es zeigen:
    [0024] 1 ein Schaltbild eines Schaltkontaktes mitGleichspannungsversorgung und induktiver Last, dem eine elektrischeSchaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens gemäß einer ersten vorteilhaften Ausführungsformparallel geschaltet ist;
    [0025] 2 ein Ersatzschaltbild einesUmschaltkontaktes mit einem prellendem Ruhekontakt, bei dem parallelzum Arbeitskontakt die Schaltung gemäß der 1 geschaltet ist;
    [0026] 3 einen Zeitverlauf verschiedenerSpannungen und Ströme über demArbeitskontakt;
    [0027] 4 eine Ausschnittsvergrößerung aus 3;
    [0028] 5 eine Ausschnittsvergrößerung des Zeitdiagrammsder 3 unmittelbar nachdem Öffnendes Kontaktes;
    [0029] 6 ein Zeitdiagramm, dasdie Systemantwort der Anordnung nach 2 zeigt;
    [0030] 7 eine Ausschnittsvergrößerung des Zeitdiagrammsder 6;
    [0031] 8 ein Zeitdiagramm diverserStrom- und Spannungsverläufeim Bereich des sich endgültig schließenden Ruhekontaktsder Anordnung aus 2;
    [0032] 9 das Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnunggemäß einerAusführungsformals Dreipol;
    [0033] 10 ein Zeitdiagramm einesvollständigenSchaltspiels der Anordnung aus 9;
    [0034] 11 ein Zeitdiagramm deszeitlichen Ablaufs nach dem Öffnendes Arbeitskontaktes;
    [0035] 12 eine Übersicht über verschiedene zeitlicheStrom- und Spannungsverläufeder Anordnung aus 9;
    [0036] 13 ein Zeitdiagramm derzeitbestimmenden Spannungsverläufedes monostabilen Flip-Flops währenddes niedrigen Spannungsniveaus;
    [0037] 14 ein Zeitdiagramm derzeitbestimmenden Spannungsverläufewährendder sich anschließendenTotzeit;
    [0038] 15 ein Zeitdiagramm derStrom- und Spannungsverläufewährendder ersten Inbetriebnahme der Schaltung aus 9;
    [0039] 16 ein Zeitdiagramm derStrom- und Spannungsverläufeunmittelbar nach dem Schließen desArbeitskontaktes.
    [0040] 1 zeigt in Form eines elektrischen Schaltplaneseine erste Ausführungsformder erfindungsgemäßen elektrischenSchaltung 100. In diesem Ausführungsbeispiel wird als erstessteuerbares Bauelement T1 ein Insulated-Gate-Bipolartransistor (IGBT)verwendet. Dieser wird an seinem Gate durch einen EntkoppeltransistorT2 gesteuert. Ein weiterer Transistor T4 bildet zusammen mit einemKondensator C3 und einem Transistor T8 ein monostabiles Flip-Flop(FF), das seinerseits den Transistor T2 über einen Widerstand R3 ansteuert.Getriggert wird das Flip-Flop im Moment des Öffnens des stromführendenKontaktes U1 durch den plötzlichenSpannungsanstieg und den dadurch bewirkten Stromfluß über dieKollektor-Basis-Kapazitätender Transistoren T4 und T8. Die Transistoren T2 und T4 befindensich danach in Sättigung,d. h. der Spannungsabfall an ihnen ist minimal. Der LeistungstransistorT1 befindet sich dabei in einem sättigungsähnlichen Zustand, bei dem dieKollektor-Gate-Spannung nahezu Null ist.
    [0041] DieVerweildauer des Flip-Flops im quasistabilen Zustand bestimmt dieVerweilzeit des Transistors T1 in diesem sättigungsähnlichen Zustand. Der KondensatorC3 wird in Folge auf etwa die Gate-Spannung des Transistors T1 inder in 1 angedeutetenPolaritätgeladen. Gleichzeitig wird auch der Kondensator C1 über dieBasis-Emitter-Strecke des Transistors T2 und die leitende Kollektor-Basis-Diodeeines Transistors T7 in der in 1 gezeigtenPolaritätgeladen.
    [0042] NachAblauf der Verweildauer des Flip-Flops in dem quasistabilen Zustandbeginnen die Transistoren T8 und T4 zu sperren. Der in der in 1 gezeigten Darstellungpositive Spannungssprung am Kollektor des Transistors T4, der über denKondensator C3 gleichzeitig an der Basis des Transistors T8 anliegtund diesen sperrt, führtnach Überschreiten derSchwellenspannung eines Transistors T5 zu einem Ladungstransfervom Kondensator C3 zu einem weiteren Kondensator C2 und steuerthierdurch einen Transistor T3 leitend. Der Kondensator C2 kann beispielsweisedurch die Gate-Source-Kapazität des TransistorsT3 gebildet werden. Der Transistor T3 sperrt über den Widerstand R3 den TransistorT2 und in Folge auch den Transistor T1.
    [0043] Derjetzt durch die LastinduktivitätLL erzwungene Spannungsanstieg am Kollektor des Transistors T1 wirddurch seine Kollektor-Gate-Kapazität verzögert, bis die Durchbruchspannungder Z-Diode Z1 erreicht ist. Der Transistor T1 wird hierdurch erneutleitend gesteuert, und die Lastinduktivität LL kann über den Transistor T1 mit aktiverKlemmung abmagnetisieren. Die Durchbruchspannung der Z-Diode sollteweit überder Betriebsspannung des Gleichstromkreises liegen, um ein schnellesAbkommutieren des induktiven Lastkreises zu ermöglichen.
    [0044] DerTransistor T1 ist hierbei außerhalbder Sättigungund führtden Abmagnetisierungsstrom mit geringerer Gate-Emitter-Spannung.Am Ende der Abmagnetisierung oder bei einem erzwungenen, beispielsweisenegativen Spannungssprung überder Kollektor-Emitter-Streckedes Transistors T1 sperrt die Z-Diode Z1 und damit auch der TransistorT1.
    [0045] DieTransistoren T7 und T8 bleiben infolge der Ladungen der KondensatorenC1 bzw. C3 gesperrt, die Ladungen der Kondensatoren C3 und C2 bleibenunverändert.Bei einem hierdurch niederohmig gesteuerten Transistor T3 und derLadung des Kondensa tors C3 werden eine erneute Triggerung des monostabilenFF wirksam unterdrücktund damit unerwünschteQuerströmevermieden.
    [0046] Über einenals Stromquelle wirkenden Transistor T6, der vom Verarmungstyp,d. h. ein Depletion-Transistor, ist, wird in Folge der KondensatorC1 umgeladen. Quelle dieser Umladung ist die Ladung des KondensatorsC3. Wird im Verlauf der Umladung die Basis-Emitter-Flussspannungdes Transistors T7 erreicht, wird dieser leitend und entlädt die KondensatorenC3 und C2, letzteren überdie Substratdiode des Transistors T5. Damit sperrt der TransistorT3 wieder, und die Schaltung kann über die Kollektor-Basis-Kapazitäten derTransistoren T4 , T8 erneut getriggert werden.
    [0047] Die 3 bis 5 zeigen die zur Schaltung der 1 gehörigen Zeitverläufe verschiedenerStröme undSpannungen.
    [0048] In 3 zeigt die Kurve 301 denSpannungsverlauf an der Basis des Transistors T7, die Kurve 302 bezeichnetden Spannungsverlauf am Kollektor des Transistors T1, die Kurve 303 dieSpannung am Gate des Transistors T3 und die Kurve 304 dieSpannung am Gate des Transistors T1. Die Kurve 305 zeigtden Kollektorstrom des Transistors T1 während der Klemmphase und während deranschließendenAbmagnetisierung.
    [0049] Zuerkennen ist der dem Öffnungszeitpunkt bei20 ms unmittelbar folgende Anstieg der Spannungskurve 302, 304 aufca. 10 V, wodurch die vor dem Öffnendes Kontaktes prinzipiell energielose Schaltungsanordnung in wenigerals einer Mikrosekunde in den Arbeitspunkt gebracht wird. Danach schließt sichim Zeitverlauf eine etwa 200 μsdauernde Phase an, in der die Spannung am Kollektor des TransistorsT1, Kurve 302, auf einem Plateau bei etwa 8 V gehaltenist. Auf diesem Niveau verbleibt die Spannung, bis der KondensatorC3 so weit aufgeladen ist, dass der abklingende Kollektorstrom des TransistorsT8 den Transistor T4 nicht in der Sättigung halten kann. Danacherfolgt ein relativ steiler Spannungsanstieg bis zur Übernahmedurch die Z-Diode Z1.
    [0050] Aufdem hohen, durch die Z-Diode festgelegten Niveau kommutiert dieLastinduktivitätLL ab. Es schließtsich eine gedämpfteSchwingung an, währendder die parasitärenEnergien abgebaut werden. Zu erkennen ist auch die Umladung desKondensators C1, wenn man die Kurve 301 mit der Kurve 302 alsteilweise schwingender Bezugskurve vergleicht. Die anschließende Entladungder Kondensatoren C3 und C2 nach einer Totzeit von ca. 2 ms istin der Kurve 303 erkennbar.
    [0051] 4 zeigt eine Ausschnittsvergrößerung der 3 mit dem Spannungsplateaubei etwa 7,5 V und der Umladung des zeitbestimmenden KondensatorsC3 währenddes quasistabilen Zustands des Flip-Flops. Dabei zeigt die Kurve 306 dieSpannung an der Basis des Transistors T8.
    [0052] 5 zeigt in nochmaliger Vergrößerung denEinschwingvorgang zum Plateau unmittelbar nach dem Öffnen desKontaktes U1. Wie aus dieser Darstellung erkennbar, bleiben alleSpannungen sicher unter der minimalen Brennspannung eines Lichtbogens.
    [0053] In 2 ist linksseitig ein Betriebsfallnachgebildet, wie er oft in Relaisanwendungen zu finden ist. Über denKontakt U1, den Arbeitskontakt oder Schließer, wird eine komplexe Lasteingeschaltet. Mit den Schaltern U2 bis U8 wird ein dreimal prellender Ruhekontakt(Öffner)eines Umschalters (oder Wechslers) nachgebildet, der die Last kurzschließt, beispielsweisezum Abbremsen eines Motors.
    [0054] 6 zeigt die zugehörige Systemantwort einerSchaltungsanordnung nach 2.Der prellende Ruhekontakt führtzusammen mit einer Gegenspannung (CLL, Motor-EMK) zu einer Ummagnetisierung der Lastinduktivität LL (BremsstromILL) und damit in der Prellzeit zu einem Freilaufen der Lastinduktivität LL über dieKlemmdiode des Transistors T1. In der Praxis würde dies aber durch eine Bogenentladung über demRuhekontakt verhindert werden. Die mit dem wieder schließenden Ruhekontaktverbundenen schnellen Spannungsänderungentreffen auf eine zeitweise ruhende, nicht triggerbare Schaltungsanordnung.Dies hat daher keine nennenswerten Querströme über den Ruhekontakt und dieSchaltungsanordnung zur Folge. In 6 istneben den in 3 gezeigtenSpannungs- und Stromverläufen außerdem derBremsstrom durch die Lastinduktivität (mit umgekehrtem Vorzeichen)in Form der Kurve 307 dargestellt.
    [0055] In 7 sind die Spannungs- undStromverläufeder 6 im Bereich desPlateaus, der Abmagnetisierung der Lastinduktivität LL undder Prellphase des Ruhekontakts ausschnittsvergrößert dargestellt. Man kanndas Freilaufen der ummagnetisierten Lastinduktivität LL über dieKlemmdiode DKI währendder Prellzeit erkennen, was in der Praxis durch eine Bogenentladung über demRuhekontakt verhindert wird.
    [0056] Inden Zeitverläufender 8 erkennt man ausschnittsvergrößert denZeitbereich überdem endgültigschließendenRuhekontakt. Dabei spiegelt der durch den Meßwiderstand Rmess fließende Strom (Kurve 305)letztlich den überden Transistor T1 fließendenStrom im Moment des Schaltens wider. Dieser Verlauf weist nur aufdie prinzipielle Unterdrückungeiner Retriggerung der Schaltung hin; die Strombeule in Kurve 305 kommtlediglich überdie Kollektor-Gate-Kapazitätdes Transistors T1 zustande und bewirkt keine Klemmung.
    [0057] Beiden erfindungsgemäßen Schaltungen gemäß der 1 und 2 wird die Spannung an dem sich öffnendenKontakt auf dem Wert der Gate-Emitter-Spannung des IGBT T1 gehaltenund nach Ablauf einer einstellbaren Zeit freigegeben. Anschließend kanndiese schnell auf eine zweckmäßige Abmagnetisierungsspannungerhöhtwerden. Währendder sich anschließendenTotzeit wird die Wirkung der Schaltung 100 zeitweise unterdrückt, umgegebenenfalls unerwünschteQuerströmezu vermeiden. Diese beiden Schaltungsanordnungen sind im wesentlichenauf sich öffnendeArbeitskontakte optimiert. Wird aber ein weiterer, im allgemeinenprellender Ruhekontakt zu weiteren Aufgaben herangezogen, beispielsweiseim Falle von Bremsvorgängenan Motoren, oder werden mehrere Kontakte in allgemeinen Umpolanwendungenverwendet, beispielsweise in Brückenanordnungen,dann müssenauch diese zusätzlichenKontakte berücksichtigtwerden. Zweckmäßigerweisewird die die Totzeit steuernde Funktion der Schaltungsanordnungenaus 1 und 2 auch für den Schutz der weiteren Kontakteverwendet.
    [0058] 9 zeigt eine entsprechendals Dreipol gestaltete elektrische Schaltung 200 mit jeeinem MOSFET als Leistungstransistoren T101 und T102 sowie einemIGBT als Leistungstransistor T103. In analoger Weise wie bereitsfür dieSchaltungen der 1 und 2 erläutert, wird Transistor T103am Gate durch einen Entkoppeltransistor T105 gesteuert. Hier istim Gegensatz zu den 1 und 2 ein MOSFET gezeigt. Einweiterer Transistor T111 bildet zusammen mit einem Kondensator C104und einem Transistor T115 ein monostabiles Flip-Flop, das seinerseitsdirekt den Transistor T105 ansteuert. Im Moment des Öffnens desstromführendenKontakts U102 wird das Flip-Flop durch den plötzlichen Spannungsanstieg unddie Kollektor-Basis-Kapazitäten derTransistoren T111 und T115 getriggert. Die Transistoren T111 undT105 befinden sich danach in Sättigung,d. h. der Spannungsabfall an ihnen ist minimal. Der Transistor T103befindet sich in dieser Phase in einem sättigungsähnlichen Zustand, bei dem dieKollektor-Gate-Spannungnahezu Null ist.
    [0059] DieVerweildauer der monostabilen Kippschaltung im quasistabilen Zustandbestimmt wieder die Verweilzeit des Transistors T103 im sättigungsähnlichenZustand. Der Kondensator C104 wird dabei auf etwa die Gate-Spannungdes Transistors T103 in der in 9 angedeutetenPolaritätgeladen. Gleichzeitig wird auch ein Kondensator C105 über dieleitende Kollektor-Basis-Diode eines Transistors T114 und einenWiderstand R112 in der in 9 dargestelltenPolaritätgeladen.
    [0060] NachAblauf des quasistabilen Zustands des Flip-Flops beginnen die TransistorenT115 und T111 zu sperren. Der durch einen Widerstand R104 bewirkte,in der gezeigten Darstellung der 9 positiveSpannungsanstieg am Kollektor des Transistors T111 und damit auchan der Basis des Transistors T115 führt nach Überschreitung der Gate-Schwellenspannungeines Transistors T112 zu einem Ladungstransfer vom KondensatorC104 direkt zum Gate eines Transistors T109 und über einen Widerstand R109 zueinem Kondensator C103 und zu dem Gate eines Transistors T108. Hierdurchwird der Transistor T109 sofort und der Transistor T108 verzögert leitend.
    [0061] Derleitende Transistor T109 sperrt wieder den Entkoppeltransistor T105.In Folge wird auch der Leistungstransistor T103 gesperrt. Der jetztdurch die LastinduktivitätLL erzwungene Spannungsanstieg am Kollektor des Transistors T103wird durch die Kollektor-Gate-Kapazität des Transistors T103 verzögert, bisdie Durchbruchspannung der Z-DiodeZ101 erreicht ist und die Lastinduktivität LL über den wieder angesteuertenTransistor T103 abmagnetisieren kann.
    [0062] DerTransistor T108 und mit ihm auch ein Transistor 107 undder Leistungstransistor T102 werden verzögert leitend, um einen Querstromvom Bordnetz durch die Substratdiode des Transistors T101, den TransistorT102 und den Transistor T103 währendder Sperrverzögerungzu vermeiden.
    [0063] Beieinem Spannungsanstieg am Kollektor des Transistors T103 über dieBordspannung hinaus wird die Kathode einer Z-Diode Z102 über dieSubstratdiode des Transistors T108 an die Spannung des Kollektorsdes Transistors T103 geklemmt. Werden in Folge die Nennspannungder Z-Diode Z102 und die Gate-Schwellenspannung des Leistungs transistorsT101 in Summe überschritten,wird der Transistor T101 seinerseits leitend und führt derart über die Substratdiodedes Leistungstransistors T102 zu einem weiteren möglichenAbmagnetisierungspfad für dieLastinduktivitätLL. Beide Abmagnetisierungspfade können sich überlagern oder ergänzen. Beigeeigneter Gate-Schwellenspannung des Transistors T101 kann dieZ-Diode Z102 entfallen, indem das Gate des Transistors T101 direktmit dem Gate des Transistors T107 zusammengeschaltet wird.
    [0064] BeimAbschalten großerLastströmewürde dieBordspannung währenddes Prellens des Bremskontaktes durch die in der Lastinduktivität LL gespeicherteEnergie infolge der Nachgiebigkeit des Bordnetzes weit unter dasBezugspotential gedrücktwerden. Es kämezur Zündungeines Bogens überdem Bremskontakt. Die im Vorangegangenen erläuterte Klemmfunktion ermöglicht indiesem Fall eine weitgehende Dämpfungdieser Störung,indem die Spannung am Kollektor des Transistors T103 den durch dieZ-Diode Z101 bedingten Maximalwert nicht überschreiten und die an demSource-Anschluss des Transistors T101 durch die Z-Diode Z102 gegenüber demKollektor des Transistors T103 bedingten Minimalwert nicht unterschreitenkann. Die Ausbildung eines Lichtbogens wird auch in diesem Fallunterbunden.
    [0065] Beieiner Stromumkehr in der Lastinduktivität LL (Bremsstrom) und einemoffenen Brems-Kontakt infolge Prellens würde die Spannung am Kollektor desTransistors T103 in Richtung des Bezugspotentials abgesenkt werdenund zur Zündungeines Bogens überdem prellenden Kontakt führen.Während derTotzeit der Steuerung klemmt jedoch der leitende Transistor T108 über dendann in Sättigungbefindlichen Transistor T107 die Summen-Spannung über derSubstratdiode des Transistors T101 und der Drain-Source-Strecke des TransistorsT102 auf die Gate-Source-Spannung des Transistors T102, wodurcheine Bogenbildung sicher unterdrücktwird.
    [0066] DerTransistor T114 bleibt währendder Totzeit durch die Spannung des Kondensators C105 gesperrt, dieLadungen auf den Kondensatoren C104 und C103 bleiben nahezu unverändert. Derleitende Transistor T109 unterdrücktwirksam eine erneute Triggerung der Transistoren T111 und T115 undhält denTransistor T105 gesperrt. Der leitende Transistor T108 sichert während derPrellzeit des Ruhe-(Brems-)Kontaktes die Unterdrückung eines Bogens am Ruhekontakt.
    [0067] Über einenals Stromquelle wirkenden Depletion-Transistor T113 wird in Folgeder Kondensator C105 umgeladen. Quelle dieser Umladung ist die Ladungdes Kondensators C104. Wird im Verlauf der Umladung die Basis-Emitter-Flussspannungdes Transistors T114 erreicht, wird dieser leitend und entlädt die KondensatorenC104 und C103, letzteren überdie Substratdiode des Transistors T112 und den Widerstand R109.Damit sperren die Transistoren T109 und T108 wieder, und die Schaltungkann über dieKollektor-Basis-Kapazitäten derTransistoren T111 und T115 erneut getriggert werden.
    [0068] Über dieDauer des quasistabilen Zustands des Flip-Flops wird daher die Spannungsanstiegsverzögerung über demsich öffnendenKontakt festgelegt und damit eine Bogenunterdrückung am Arbeitskontakt erreicht. Über dieUmladezeit des Kondensators C105 wird die sich anschließende Totzeit, während derdie Klemmwirkung der Schaltung auf den Ruhekontakt umgesteuert wird,festgesetzt. Beides kann weitgehend unabhängig voneinander den Erfordernissender Praxis angepasst werden.
    [0069] Daalle Umladebedingungen der Steuerschaltung im wesentlichen nur durchdie Gate-Spannungdes eingesetzten Leistungstransistors T103 vorgegeben werden, arbeitetdie Schaltung in einem großenBetriebsspannungs- und -strombereich und in vielen Kontaktkombinationenohne spezielle Anpassungen.
    [0070] Diein 9 gezeigte Schaltungsanordnung istbesonders angepasst an die Steuerkennlinien von ladungsgesteuertenLeistungstransistoren mit einer Steuerspannung zwischen |5V| und|10V|, z. B. MOSFESTs mit ihren Substratdioden oder IGBTs mit parallelen(Klemm-)Dioden. Die Transistoren T101 und T102 können daher auch als IGBTs mitKlemmdioden ausgebildet sein, der Transistor T103 ebenso als MOSFET.Infolge der nahezu leistungslosen Ansteuerung der LeistungstransistorenT101, T102 und T103 könnenalle anderen Bauelemente mit kleinen Leistungen betrieben werdenund sind damit füreine Integration als anwenderspezifische integrierte Schaltung (ASIC)geeignet.
    [0071] Wennder Arbeitskontakt U103 schließt,liegt die Bordspannung unmittelbar an der Reihenschaltung der Substratdiodedes Transistors T101 und am Transistor T102. Infolge des plötzlichenSpannungsanstiegs und der Drain-Gate-Kapazität des Transistors T102 würde einsehr großerQuerstrom die Folge sein. Dies wird in der vorliegenden erfindungsgemäßen Schaltungunterdrücktdurch eine Thyristoranordnung, die durch zwei Transistoren T104und T106 gebildet ist und die nahezu unverzögert zündet, die Gate- Source-Strecke desTransistors T102 kurzschließtund den Querstrom durch den Transistor T102 auf unkritische Wertesenkt. Nach der Flanke löschtdieser Thyristor wieder.
    [0072] Diegesamte Schaltung ist ruhestromfrei.
    [0073] Wennan die Schaltung 200 erstmals Spannung geschaltet wirdund der Ruhekontakt geschlossen ist, fließt infolge der Klemmwirkungdes Transistors T103 ein sehr großer Querstrom. Dieser ist begleitetvon einer entsprechend großenGate-Emitter-Spannung des Transistors T103, die, durch einen Widerstandsteilerder WiderständeR105 und R107 vermindert, einen Transistor T110 leitend steuert. Dieserverkürztdie Klemmzeit des Flip-Flop, und begrenzt somit den Querstrom zeitlich.In der Höheist der Querstrom dabei nur durch die Impedanz des Bordnetzes begrenzt.In der Praxis ist mit Strömen vonca. 100 A fürca. 20 μszu rechnen.
    [0074] Aufder linken Seite der 9 istin Form eines Ersatzschaltbildes die speisende Umgebung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 200 gezeigt.Neben der Quelle des Bordnetzes V1 befindet sich die Bordnetznachbildung.Die entsprechenden Bauelemente sind mit dem Zusatz Nn für Netz-Nachbildungversehen. An diese schließtsich hinter dem Schalter U100, der die erste Inbetriebnahme widerspiegelt,eine komplexe Last, bestehend aus CL, RL1, RL2, LL und RdL, an.Die Last ist normalerweise überden Schalter U101, den Ruhekontakt eines Wechslers, kurzgeschlossenund kann überdie Schalter U102 und U103, die den Arbeitskontakt des Wechslersnachbilden, eingeschaltet werden. Die Schalter U104 bis U111 simulierenden prellenden Schalter U101 nach einem vollständigen Schaltspiel des Wechslers.Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung 200 istals Dreipol mit den Anschlüssen 201, 202 und 203 verbunden.
    [0075] Die 10 bis 16 zeigen die zeitlichen Strom- und Spannungsverläufe für die Schaltungsanordnunggemäß 9. Dabei bedeuten die Kurven
    [0076] Inden 10 bis 16 ist ein dem Öffnungszeitpunktdes Kontaktes U102 unmittelbar folgender Anstieg der Spannung aufca. 15 V zu erkennen, wodurch die vor der Öffnung des Kontaktes prinzipiell energieloseSchaltungsanordnung in weniger als einer Mikrosekunde in den Arbeitspunktgebracht wird. Danach schließtsich füretwa 200 μsein konstanter Spannungsverlauf, ein Plateau, an, das bei ca. 6,5V liegt. Auf diesem Niveau verbleibt die Spannung, bis der KondensatorC104 soweit aufgeladen ist, dass der abklingende Kollektorstromdes Transistors T115 den Transistor T111 nicht mehr in der Sättigunghalten kann. Danach erfolgt ein relativ steiler Spannungsanstiegbis zur Übernahmedurch die Z-Diode Z101. Auf dem hohen, durch die Z-Diode Z101 festgelegtenNiveau kommutiert die Lastinduktivität ab.
    [0077] In 10 ist in seinem zeitlichenVerlauf ein vollständigesSchaltspiel des Wechslers zusammen mit einer ersten Inbetriebnahmegezeigt. Dargestellt ist die Spannung am Kollektor des TransistorsT103 (Kurve 401), der Laststrom (Kurve 402), undder zeitlicher Verlauf einer Steuerspannung (Kurve 403)an den Gates der Transistoren T108, T109, die die anschließende Totzeitwiderspiegelt.
    [0078] In 11 ist der zeitliche Strom-und Spannungsverlauf nach dem Öffnendes Arbeitskontaktes U102 gezeigt: Unmittelbar nach dem Einschwingen derSchaltung schließtsich fürca. 200 μsein Spannungsplateau an, währenddessen die Spannung überdem Arbeitskontakt (Kurve 401) auf dem Niveau der Gate-Emitter-Spannungdes Transistors T103 gehalten wird. Anschließend wird der Transistor T103 gesperrt,die Spannung überdem Arbeitskontakt steigt zur schnellen Abmagnetisierung der Lastinduktivität LL über dieBordspannung an. Dem schließt sichdie Prellphase des Ruhekontaktes an, während der der Laststrom ILL(Kurve 402) abwechselnd von den Transistoren T101 und T102und dem Kontakt geführtwird, bis der Ruhekontakt den Bremsstrom schließlich allein übernimmt.In keiner Phase kommt es zur Ausbildung eines Lichtbogens. Deutlicherkennbar ist das Freilaufen der ummagnetisierten Lastinduktivität LL über dieKlemmwirkung der Transistoren T101 und T102 während der Prellzeit.
    [0079] 12 zeigt eine Übersicht über diezeitlichen Verläufedes Stroms und der Spannungen an verschiedenen Punkten der Schaltungaus 9. Deutlich sindauch die Rückwirkungender Schaltvorgängeim Bordnetz zu erkennen.
    [0080] In 13 sind die zeitbestimmendenSpannungsverläufeder monostabilen Kippschaltung währenddes 200 μs-Plateausin einer Ausschnittsvergrößerung aus 12 gezeigt. Darüber hinaussieht man die Umladung des zeitbestimmenden Kondensators C104 während derPhase des quasistabilen Zustandes des Flip-Flops.
    [0081] 14 zeigt zeitbestimmendeSpannungsverläufewährendder sich anschließendenTotzeit. In dieser Zeit bleibt der Transistor T103 sicher gesperrt, unddie Transistoren T101 und T102 sind je nach momentaner Polarität der Lastspannungbei sowohl offenen Arbeits- als auch Ruhekontakt sicher leitend. Danachwerden alle Leistungsschalter wieder hochohmig. In 14 ist außerdem auch die Umladung desKondensators C105 und die anschließende Entladung der KondensatorenC104 und C103 nach einer Totzeit von ca. 2 Millisekunden zu erkennen.
    [0082] 15 zeigt Strom- und Spannungsverläufe während derersten Inbetriebnahme der Schaltung. Da der Ruhekontakt im allgemeinenin dieser Phase geschlossen ist, kommt es auf Grund der sehr kurzen Zeitzu keiner Überlastung.
    [0083] 16 schließlich zeigtdie Strom- und Spannungsverläufeunmittelbar nach dem Schließen desArbeitskontaktes U103. Zu erkennen ist auch das Zusammenbrechender Bordspannung auf Grund der Bordnetzinduktivität. Der infolgeder Drain-Gate-Kapazitätkurzzeitig fließendeQuerstrom (404) durch den Transistor T102 bleibt deutlichklein.
    权利要求:
    Claims (15)
    [1] Elektrische Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens über einemelektrischen Kontakt beim Öffnendes Kontaktes, die parallel zu dem elektrischen Kontakt (101)geschaltet ist, mit: mindestens einem ersten steuerbaren Bauelement (T1;T103), mindestens einem zweiten steuerbaren Bauelement (T2;T105), einer monostabilen Kippschaltung (T4, T8; T111, T115),die mindestens ein Zeitglied (C3, R4; C104, R110) enthält, einemdie Spannung überdem elektrischen Kontakt (101) begrenzenden Bauelementmit nichtlinearer Strom-Spannungs-Kennlinie (Z1; Z101), wobeidie elektrische Schaltung (100) unmittelbar nach dem Öffnen desKontaktes (101) den in einem Lastkreis fließenden Strom übernimmtund die Spannung überdem Kontakt (101) füreine durch das Zeitglied (C3, R4; C104, R110) bestimmte Zeit aufeinem nahezu konstanten Niveau unter einer Brennspannung eines Lichtbogenshält, bisder Kontakt so weit geöffnetist, dass kein Lichtbogen mehr zündet, dadurchgekennzeichnet, dass parallel zur Steuerstrecke des zweitensteuerbaren Bauelements (T2; T105) ein drittes steuerbares Bauelement(T3; T109) geschaltet ist, welches die Steuerstrecke des zweitensteuerbaren Bauelements (T2; T105) nach Ablauf der quasistabilenZeit der monostabilen Kippschaltung (T4, T8; T111, T115) für eine durchein zweites Zeitglied (C1, R5; C105, R111) bestimmte Zeit kurzschließt, dasseine erneute Triggerung der monostabilen Kippschaltung während diesesKurzschlusses verhindert wird und dass die Kapazität des erstenZeitgliedes (C3; C104) nach einer durch das zweite Zeitglied bestimmten Zeitentladen wird.
    [2] Elektrische Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,dass das dritte steuerbare Bauelement (T3; T109) ein ladungsgesteuerterTransistor ist, dessen Gate-Ladung nach Ablauf der quasistabilenZeit der monostabilen Kippschaltung (T4, T8; T111, T115) über einviertes steuerbares Bauelement (T5; T112) aus einem Teil der Ladungder Kapazitätdes ersten Zeitgliedes (C3; C104) erzeugt und nach Ablauf der durchdas zweite Zeitglied bestimmten Zeit wieder entfernt wird.
    [3] Elektrische Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurchgekennzeichnet, dass das vierte steuerbare Bauelement (T5; T112)ein ladungsgesteuerter Transistor ist.
    [4] Elektrische Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,dass die Kapazitätdes zweiten Zeitgliedes (C1; C105) beim Öffnen des Kontaktes (101)schnell auf die Steuerspannung des ersten steuerbaren Bauelementes(T1; T103) aufgeladen und nachfolgend langsam durch Ladungstransfer auseinem Teil der Ladung der Kapazität des ersten Zeitgliedes (C3;C104) umgeladen wird, wobei im Verlauf dieser Umladung ein fünftes steuerbares Bauelement(T7; T114) aktiviert wird, welches seinerseits eine schnelle Entladungder Kapazitätdes ersten Zeitgliedes (C3; C104) und der Gate-Ladung des drittensteuerbaren Bauelementes (T3; T109) bewirkt.
    [5] Elektrische Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,dass die Umladung der Kapazitätdes zweiten Zeitgliedes (C1; C105) mittels einer Stromquelle erfolgt.
    [6] Elektrische Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,dass die Stromquelle durch einen ladungsgesteuerten Transistor vomVerarmungstyp (T6; T113) gebildet wird.
    [7] Elektrische Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis6, dadurch gekennzeichnet, dass ein sechstes, bidirektional steuerbaresBauelement (T101, T102) in Serie zu der Schaltung (100)geschaltet ist, wobei dieses sechste Bauelement bidirektional leitendist, wenn ein siebentes steuerbares Bauelement (T108) leitend ist,und wobei dieses siebente steuerbare Bauelement (T108) verzögert durchden Tiefpaß (R109,C103) gegenüberdem dritten steuerbaren Bauelement (T109) nach Ablauf der quasistabilen Zeitder monostabilen Kippschaltung (T111, T115) über das vierte steuerbare Bauelement(T112) leitend gesteuert wird.
    [8] Elektrische Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,dass das siebente steuerbare Bauelement (T108) ein ladungsgesteuerterTransistor ist.
    [9] Elektrische Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,dass das sechste steuerbare Bauelement zusammengesetzt ist aus zweiantiseriell geschalteten, separat steuerbaren Teil-Bauelementen(T101, T102) mit getrennten Steuereingängen.
    [10] Elektrische Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,dass die antiseriell geschalteten steuerbaren Teil-Bauelemente (T101,T102) durch zwei MOS-Feldeffekttransistorenmit ihren Substrat-Dioden gebildet werden.
    [11] Elektrische Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,dass die antiseriell geschalteten steuerbaren Teil-Bauelemente (T101,T102) durch zwei Insulated-Gate-Bipolartransistoren mit je einerantiparallelen Diode gebildet werden.
    [12] Elektrische Schaltung nach einem der Ansprüche 9 bis11, dadurch gekennzeichnet, dass der Steuereingang des ersten steuerbarenTeil-Bauelements (T101) direkt mit dem siebenten steuerbaren Bauelement(T108) verbunden ist und der Steuereingang des zweiten steuerbarenTeil-Bauelementes (T102) überein achtes steuerbares Bauelement (T107) mit dem siebenten steuerbarenBauelement (T108) derart verbunden ist, dass je nach Polarität der Spannungan dem sechsten Bauelement entweder das erste (T101) oder das zweite(T102) steuerbare Teil-Bauelement über die Diode des jeweils anderenleitend steuerbar ist.
    [13] Elektrische Schaltung nach Anspruch 12, dadurchgekennzeichnet, dass das achte steuerbare Bauelement (T107) einladungsgesteuerter Transistor ist.
    [14] Elektrische Schaltung nach einem der Ansprüche 7 bis13, dadurch gekennzeichnet, dass das sechste steuerbare Bauelement(T101, T102) einem weiteren elektrischen Kontakt (102)direkt parallel geschaltet ist, dass das sechste steuerbare Bauelementwährendder durch das zweite Zeitglied (C105, R111) bestimmten Zeit leitendist, und dass das sechste Bauelement den in einem zweiten StromkreisfließendenStrom übernehmenkann und die Spannung überdem geöffnetenKontakt füreine durch das zweite Zeitglied bestimmte Zeit auf einem na hezukonstanten Niveau unter der Brennspannung eines Lichtbogens hält, unabhängig vonder Polarität deranliegenden Spannung.
    [15] Elektrische Schaltung nach einem der Ansprüche 7 bis14, dadurch gekennzeichnet, dass die elektrische Schaltung als Dreipol(200) ausgeführt ist,der einem Umschaltkontakt mit einem Arbeitskontakt (101)und einem Ruhekontakt (102) derart parallel geschaltetist, dass das erste steuerbare Bauelement (T103) dem Arbeitskontakt(101) und das sechste steuerbare Bauelement (T101, T102)dem Ruhekontakt (102) parallel geschaltet ist, wobei das erstesteuerbare Bauelement (T103) füreine durch das erste Zeitglied bestimmte Zeit nach Öffnen des Arbeitskontaktesim Wesentlichen den vorher über denArbeitskontakt fließendenStrom übernimmt,und wobei das sechste steuerbare Bauelement (T101, T102) für eine durchdas zweite Zeitglied bestimmte Zeit bei zeitweisem Öffnen desRuhekontaktes im Wesentlichen den über den Ruhekontakt fließenden Strom übernimmt.
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    同族专利:
    公开号 | 公开日
    引用文献:
    公开号 | 申请日 | 公开日 | 申请人 | 专利标题
    法律状态:
    2011-09-22| R005| Application deemed withdrawn due to failure to request examination|Effective date: 20110517 |
    优先权:
    申请号 | 申请日 | 专利标题
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